Chapter 09

OLED 픽셀 회로와 보상

LCD 픽셀은 액정에 전압만 걸어 두면 되는 작은 커패시터지만, OLED 픽셀은 한 프레임 내내 정확한 전류를 흘려야 하는 작은 전류원이다. 문제는 그 전류를 만드는 박막 트랜지스터(TFT)가 픽셀마다 조금씩 다르고, 쓰다 보면 변하며, 전원 배선은 저항을 가지고, 유기물은 빛을 낸 만큼 닳는다는 데 있다. 이 장에서는 2T1C 기본 회로에서 출발해 문턱전압을 스스로 지우는 7T1C 내부 보상, 센싱 라인으로 재서 고치는 외부 보상, IR 드롭과 번인, 디밍 방식과 LTPO 저주사율까지, 수백만 개 전류원을 똑같이 맞추는 기술을 단계별로 따라간다.

OLED가 왜 전압이 아니라 전류로 구동되어야 하는지, 2T1C 픽셀의 쓰기/유지/발광 동작을 설명할 수 있다.
포화 영역 전류식으로 문턱전압 산포가 휘도 무라로 바뀌는 과정을 계산하고, 저계조에서 더 심해지는 이유를 안다.
다이오드 연결을 이용한 문턱전압 샘플링과 7T1C 회로의 초기화–보상·쓰기–발광 단계를 노드 전압으로 추적할 수 있다.
1H 보상 시간 부족이 남기는 잔여 오차와, 외부 보상(센싱·데이터 보정)의 장단점을 비교할 수 있다.
ELVDD IR 드롭, 번인(차등 열화)과 열화 보상, PWM/DC 디밍, LTPO 저주사율 누설·플리커를 정량적으로 추정할 수 있다.

왜 전류 구동인가

8장에서 본 OLED는 전자와 정공이 발광층에서 만나 엑시톤을 만들고, 그중 일부가 빛으로 나오는 소자였다. 단위 시간에 주입되는 전하의 수가 곧 단위 시간에 만들어지는 광자의 수이므로, 휘도는 전류 밀도(Current Density)에 거의 정비례한다. 외부 양자 효율(EQE)이 일정한 영역에서 $ L \propto \eta_{\text{EQE}}\, J $ 이다.

반면 전압과 전류의 관계는 다이오드처럼 지수적이다. 문턱 근처에서 0.1 V만 달라져도 전류가 두 배 가까이 바뀌고, 소자의 두께·온도·노화에 따라 같은 전류에 필요한 전압도 움직인다. 그래서 OLED 픽셀은 "얼마의 전압을 걸까"가 아니라 "얼마의 전류를 흘릴까"를 제어해야 한다. 이것이 6장의 LCD 픽셀(전압을 저장하는 커패시터)과 OLED 픽셀(전류원)이 근본적으로 다른 점이다.

그림 9-1. OLED의 두 가지 특성. 휘도는 전류에 비례하지만(왼쪽), 전류는 전압에 지수적으로 민감하다(오른쪽). 전압을 고정해 구동하면 작은 소자 편차가 큰 휘도 차이가 되므로, 픽셀은 전류원으로 동작해야 한다.

스마트폰 OLED 서브픽셀 하나의 발광 면적은 대략 15×30 µm² 수준이다. 녹색 인광 소자가 500 cd/m²를 내는 데 필요한 전류 밀도가 약 5 mA/cm²라면 픽셀 전류는 $5\times10^{-3}\,\text{A/cm}^2 \times 4.5\times10^{-6}\,\text{cm}^2 \approx 22\,\text{nA}$ 다. 최고 계조에서 수십~수백 nA, 최저 계조에서는 그 1/1000인 수십 pA까지 내려간다. 이 넓은 범위를 1% 오차 안에서 픽셀 수백만 개에 똑같이 만들어 내는 것이 픽셀 회로의 숙제다.

항목	LCD 픽셀	OLED 픽셀
제어 대상	액정 셀 전압	OLED 전류
등가 부하	커패시터 (DC 전류 ≈ 0)	다이오드 (프레임 내내 DC 전류)
TFT 역할	스위치 1개 (1T1C)	스위치 + 전류원 + 보상 스위치 (2T1C~8T2C)
TFT 편차 영향	충전만 되면 거의 무관	$V_{th}$·이동도 편차가 곧 휘도 편차
전원 배선	공통 전극 (전류 작음)	ELVDD/ELVSS (패널 전체 전류, 수백 mA~수 A)

이 장 전체를 관통하는 질문은 하나다. "픽셀 전류 $I_{\text{OLED}}$가 무엇에 의존하는가?" 데이터 전압만이 아니라 문턱전압, 이동도, 전원 전압, OLED 자체의 전압·효율까지 끼어든다. 보상 회로란 이 의존성을 하나씩 지우는 장치다.

2T1C 기본 픽셀: 쓰기와 발광

가장 단순한 AMOLED 픽셀은 TFT 두 개와 커패시터 하나, 2T1C다. 5장의 액티브 매트릭스와 같이 게이트(스캔) 라인이 한 행을 선택하는 동안 데이터 라인의 전압이 픽셀에 들어오고, 선택이 끝나면 커패시터가 그 전압을 다음 프레임까지 붙잡는다. 차이는 저장된 전압이 액정이 아니라 구동 TFT의 게이트에 걸린다는 점이다. 구동 TFT는 그 게이트 전압에 해당하는 전류를 OLED로 흘린다.

그림 9-2. 2T1C 픽셀. Scan이 Low(PMOS ON)인 동안 T1이 Data 전압을 G 노드에 쓰고, Cst가 ELVDD 기준으로 그 전압(= T2의 $V_{SG}$)을 한 프레임 동안 유지한다. T2는 $V_{SG}$에 해당하는 포화 전류를 OLED로 흘린다. 현재 스마트폰은 대부분 p형 LTPS TFT를 쓰므로 이 장의 회로는 PMOS 기준이다.

동작은 두 단계로 나뉜다. ① 쓰기(Programming): 해당 행의 Scan이 1H(수 µs) 동안 켜져 G 노드가 $V_{\text{data}}$로 충전된다. ② 유지·발광(Emission): Scan이 꺼진 뒤 나머지 프레임 시간(16.7 ms @60 Hz) 동안 Cst가 $V_{SG}=\text{ELVDD}-V_{\text{data}}$를 붙잡고, T2가 그만큼의 전류를 계속 흘린다. LCD와 달리 발광 기간 내내 전류가 흐르기 때문에 그 동안 G 노드 전압이 조금이라도 흔들리면 그대로 밝기 변화가 된다.

쓰기가 끝나는 순간에도 오차가 생긴다. Scan이 Low→High로 크게(약 14 V) 뛰면 스위칭 TFT의 게이트–소스 기생 용량 $C_{gs}$을 통해 G 노드가 끌려 올라가는 킥백(Kickback, Feed-through)이 일어난다.

$$\Delta V_{\text{kb}} = \frac{C_{gs,\text{sw}}}{C_{st}+C_{gs,\text{sw}}+C_{g,\text{dr}}}\,\Delta V_{\text{scan}}$$

여기서 $C_{gs,\text{sw}}$는 스위칭 TFT의 기생 용량(~1–2 fF), $C_{g,\text{dr}}$은 구동 TFT의 게이트 용량, $\Delta V_{\text{scan}}=V_{GH}-V_{GL}$. Cst를 키우면 킥백과 누설에 의한 변동이 줄지만, 고해상도 픽셀에는 Cst를 놓을 면적이 부족하다.

SIMULATOR

2T1C 프레임 동작: 쓰기 → 유지 → 발광

프레임 1·3 계조 프레임 2 계조 Cst 킥백 포함

킥백 ΔV—

프레임 1 목표 전류—

실제 전류—

휘도 오차—

세로 커서가 시간을 따라 움직이며 오른쪽 위 사각형이 그 순간의 픽셀 밝기를 보여 준다. 해볼 것: ① Cst를 30 fF까지 줄여 킥백이 수백 mV로 커지는 것을 보라. ② 프레임 2를 저계조로 두면 같은 킥백이 훨씬 큰 상대 오차가 된다. 실제 드라이버 IC는 평균 킥백만큼 데이터를 미리 빼 주지만, $C_{gs}$ 편차는 남는다. (교육용 근사: PMOS, ELVDD 4.6 V, $|V_{th}|$=2.0 V, ΔV_scan=14 V)

문턱전압 산포와 무라

구동 TFT는 포화 영역에서 동작한다. 4장의 제곱 법칙을 PMOS에 쓰면 OLED 전류는

$$I_{\text{OLED}} = \frac{1}{2}\,\mu C_{ox}\frac{W}{L}\,\bigl(V_{SG}-|V_{th}|\bigr)^2 \equiv \frac{k}{2}\,V_{ov}^2$$

여기서 $\mu$는 이동도(LTPS 50–120 cm²/V·s), $C_{ox}$는 단위 면적당 게이트 절연막 용량, $W/L$은 채널 폭/길이, $V_{ov}=V_{SG}-|V_{th}|$는 과구동 전압(overdrive). 휘도가 $V_{ov}^2$에 비례하므로 최고 계조의 $V_{ov}$가 1.5 V라면 감마 2.2 기준 계조 32/255의 $V_{ov}$는 약 0.15 V에 불과하다.

문제는 $V_{th}$가 픽셀마다 다르다는 데 있다. LTPS는 엑시머 레이저 어닐링(ELA)으로 비정질 실리콘을 녹였다 굳혀 만드는데, 결정립 크기와 결정립계 위치가 TFT마다 달라 $V_{th}$가 ±0.1–0.3 V 흩어지고 이동도도 ±5–10% 흩어진다(15장). 레이저 샷이 겹치는 방향을 따라 줄무늬 모양의 상관된 편차도 생긴다. 미분하면 상대 전류 오차는

$$\frac{\Delta I}{I} \approx -\,\frac{2\,\Delta V_{th}}{V_{ov}} + \frac{\Delta \mu}{\mu}$$

$\Delta V_{th}=50$ mV일 때, 고계조($V_{ov}=1.5$ V)에서는 약 7%지만 저계조($V_{ov}=0.15$ V)에서는 67%가 된다. 같은 TFT 편차가 어두운 화면에서 열 배 더 크게 보인다.

그림 9-3. $|V_{th}|$가 ±0.2 V 다른 세 구동 TFT의 전달 특성(세로축 로그). 같은 $V_{SG}$를 써도 고계조에서는 ±25% 차이지만, $V_{ov}$가 작은 저계조에서는 수십 배 차이가 난다. 곡선이 평행 이동할 뿐이므로 "이동량"만 알아내면 지울 수 있다는 점이 보상의 출발점이다.

SIMULATOR

Vth 산포가 만드는 무라와 휘도 히스토그램

Vth 산포 σ 표시 계조 이동도 산포 σ

보상 방식 (2T1C / 7T1C / 외부)

ELA 줄무늬 성분 포함 실제 밝기로 보기

목표 V_ov—

휘도 σ / 평균—

최소 / 최대—

꺼진 픽셀 비율—

64×36 픽셀 영역에 같은 계조를 표시했다. 기본 보기는 평균 휘도를 50% 회색으로 맞춰 대비를 강조한다(‘실제 밝기로 보기’를 켜면 원래 밝기). 해볼 것: σ=30 mV에서 계조를 255→16으로 내리며 히스토그램 폭을 비교하라. 내부 보상은 Vth를 지우지만 이동도 편차는 남기고, 외부 보상은 둘 다 측정해 지운다. 사람 눈은 넓은 영역에서 1–2%의 휘도 차이도 얼룩으로 느낀다(1장).

‘무라’(Mura, むら)는 일본어로 얼룩이라는 뜻으로, 디스플레이 업계에서 넓은 영역의 불균일을 가리키는 표준 용어가 되었다. 점 결함과 달리 경계가 흐려 기계 검사가 어렵다. 측정과 정량화(JND 기반 무라 지수)는 18장에서 다룬다.

내부 보상: 다이오드 연결로 Vth 지우기

그림 9-3의 곡선들은 평행 이동한 모양이다. 그렇다면 픽셀이 자기 TFT의 $V_{th}$를 스스로 재서 게이트 전압에 더해 두면 이동이 상쇄된다. 이를 가능하게 하는 것이 다이오드 연결(Diode Connection)이다. 구동 TFT의 게이트와 드레인을 스위치로 잇고 소스에 전압을 주면, 전류가 흐르면서 게이트가 충전되고 $V_{SG}$가 $|V_{th}|$에 도달하는 순간 TFT가 스스로 꺼진다. 즉 게이트 노드에 $V_{\text{source}}-|V_{th}|$가 "샘플링"된다.

그림 9-4. 다이오드 연결된 구동 TFT는 게이트가 충전될수록 $V_{ov}$가 줄어 전류가 작아지고, 결국 $V_G = V_{\text{data}}-|V_{th}|$에 점근한다. 이 전압을 Cst에 저장해 두면 발광 단계에서 $V_{th}$가 자동으로 상쇄된다. 수렴은 지수가 아니라 $1/t$로 느리게 일어난다(다음 절).

스마트폰 OLED에서 가장 널리 쓰인 구조는 PMOS LTPS 7개와 Cst 1개로 된 7T1C다. T1이 구동 TFT, T2가 데이터 스위치, T3가 다이오드 연결(보상) 스위치, T4가 게이트 초기화, T5·T6가 발광 제어(EM), T7이 애노드 초기화를 맡는다. 한 프레임은 다음 네 구간으로 진행된다.

그림 9-5. 7T1C 구동 타이밍(PMOS는 Low가 ON). 이전 행의 Scan[n−1]로 게이트를 초기화하고, 자기 행 Scan[n] 동안 데이터 쓰기와 Vth 샘플링을 동시에 하며, EM이 다시 Low가 되면 발광한다. 보상에 쓸 수 있는 시간은 대략 1H로 제한된다.

SIMULATOR

7T1C 단계별 스텝퍼: 스위치·전류 경로·노드 전압

① EM OFF② 게이트 초기화③ 보상 + 데이터 쓰기④ 발광

구동 TFT |Vth| V_data

V_G (Cst 노드)—

V_SG(T1)—

I_OLED (7T1C)—

같은 Vth의 2T1C—

녹색 채널은 ON 스위치, 움직이는 점선은 그 단계의 전류 경로다. ④ 발광 단계에서 |Vth| 슬라이더를 움직여 보라. 7T1C 전류는 거의 변하지 않지만, 공칭 Vth(2.0 V)를 가정해 데이터를 쓴 2T1C 전류는 크게 변한다. (ELVDD 4.6 V, ELVSS −2.5 V, V_init −3.5 V, k = 0.23 µA/V², 보상 시간 충분 가정)

③ 단계에서 G 노드에 $V_{\text{data}}-|V_{th}|$가 저장되고, ④ 단계에서 T1의 소스가 ELVDD로 바뀌면

$$V_{SG}=\text{ELVDD}-\bigl(V_{\text{data}}-|V_{th}|\bigr)\quad\Rightarrow\quad I_{\text{OLED}}=\frac{k}{2}\bigl(V_{SG}-|V_{th}|\bigr)^2=\frac{k}{2}\bigl(\text{ELVDD}-V_{\text{data}}\bigr)^2$$

$V_{th}$가 식에서 사라졌다. 남은 의존성은 이동도가 들어 있는 $k$와 전원 전압 ELVDD뿐이다. 이 두 가지가 각각 외부 보상(6절)과 IR 드롭(7절)의 주제가 된다.

회로	Vth 보상	이동도 보상	주요 적용	특징
2T1C	없음	없음	초기 AMOLED, 외부 보상 TV(3T1C 형태)	단순·고개구율, 균일도는 TFT에 전적으로 의존
5T2C / 6T1C	내부(다이오드 연결)	없음	중소형 초기 세대	Vth 샘플링, 초기화 경로 공유
7T1C	내부	없음(부분)	스마트폰 주력(LTPS)	게이트·애노드 초기화 분리, 흑 표현 개선
8T2C 등	내부 + 분리 보상 구간	부분	고주사율·고해상도, LTPO	1H보다 긴 보상 시간 확보, 저주사율 대응
3T1C + 센싱	외부	외부	대형 OLED TV(산화물)	센싱 라인과 ROIC, 실시간·전원 OFF 센싱

T7(애노드 초기화)은 왜 필요할까? 발광 직전 애노드에는 이전 프레임의 전압이 남아 있는데, OLED 자체 커패시턴스가 이를 기억하면 첫 순간 원치 않는 미세 발광이 생겨 완전한 검정이 깨진다. T7로 애노드를 $V_{\text{init}}$(ELVSS보다 낮음)으로 끌어내려 OLED를 역바이어스해 두면 저계조 흑 표현과 명암비가 좋아진다. 반대로 게이트 초기화(T4)는 이전 프레임 값과 무관하게 매번 같은 출발점에서 다이오드 충전을 시작하게 해 줘서 잔상(이력)을 없앤다.

보상 시간과 잔여 오차

그림 9-4에서 G 노드는 점근선에 "다가갈" 뿐 도달하지 못한다. 보상 구간에 남은 과구동 전압을 $x=V_{SG}-|V_{th}|$라 하면, 다이오드 연결 TFT가 흘리는 포화 전류가 G 노드 용량 $C_G$를 충전하므로

$$C_G\frac{dx}{dt}=-\frac{k}{2}x^2\quad\Rightarrow\quad x(t)=\frac{x_0}{1+\dfrac{k\,x_0\,t}{2C_G}}\;\xrightarrow{\;t\to\infty\;}\;\frac{2C_G}{k\,t}$$

$x_0=V_{\text{data}}-V_{\text{init}}-|V_{th}|$는 초기 과구동(약 5 V), $C_G$는 Cst를 포함한 G 노드 용량. 지수 감쇠가 아니라 $1/t$로 느리게 줄어든다. 충분히 긴 시간이 지나면 잔여 오차가 $x_0$(따라서 $V_{th}$)와 무관해지지만, $k$(이동도)에는 반비례로 남는다.

이 잔여 오차는 발광 시 $V_{ov}$에 그대로 더해진다. 평균값은 데이터 전압 보정(감마 튜닝)으로 흡수되지만, 이동도가 픽셀마다 다르면 $x$도 달라져 그만큼 무라가 남는다. 보상 시간은 한 행의 선택 시간인 1H 정도로 제한된다.

$$t_{1H}\approx\frac{1}{f_{\text{frame}}\,N_{\text{row}}}$$

QHD+(3200행) 120 Hz면 약 2.6 µs, 60 Hz면 5.2 µs(블랭킹 무시). 해상도와 주사율이 올라갈수록 보상에 쓸 시간이 줄어든다. 데이터 라인 RC 충전(5장)도 같은 1H를 나눠 써야 한다.

SIMULATOR

보상 시간이 부족하면: 잔여 과구동 x(t)

보상 시간 초기화 전압 V_init 평가 계조 이동도 산포

패널 (1H 표시)

1H 시간—

잔여 x (공칭)—

Vth ±0.2 V에 의한 휘도차—

이동도 산포에 의한 휘도차—

잔여 과구동 x(t) (공칭 픽셀)Vth 1.8↔2.2 V 픽셀 간 x 차이이동도 ±산포 픽셀 간 x 차이

해볼 것: ① V_init=−3.5 V(초기 과구동 x₀≈5 V)에서는 Vth에 의한 차이(초록)가 $1/t^2$로 급격히 사라지지만, 이동도에 의한 차이(점선)는 $1/t$로만 준다. 짧은 1H에서 남는 무라는 주로 이동도 탓이다. ② V_init을 1 V 근처로 올려 x₀를 줄이면 초록 곡선이 오래 높게 남는다. 초기화 전압을 충분히 낮게 잡는 이유다. 고해상도·고주사율 패널이 1H보다 긴 별도 보상 구간을 두는(8T2C 등) 이유다. (C_G = 25 fF, k = 0.23 µA/V², V_data = 3.6 V 근사)

보상 시간을 늘리려 Scan 펄스를 여러 H에 걸쳐 겹치면, 그 동안 데이터 라인에는 다른 행의 데이터가 실린다. 그래서 "보상 구간"과 "데이터 쓰기 구간"을 분리하는 회로(소스 팔로워형 보상, 선행 Vth 샘플링)가 등장했고, 그 대가로 TFT·신호선 수가 늘어 고PPI 설계를 어렵게 만든다.

외부 보상: 재고, 기억하고, 고친다

대형 OLED TV는 사정이 다르다. 65인치 패널은 유리 원장 크기 때문에 LTPS ELA를 쓰기 어렵고, 대면적 균일성이 좋은 산화물(IGZO) TFT를 쓴다(4장). 산화물 TFT는 n형이고 이동도가 10 cm²/V·s 안팎으로 낮아 다이오드 연결 보상이 느리며, 사용 중 바이어스·빛·온도 스트레스로 $V_{th}$가 계속 이동한다. 또 TV는 OLED 자체의 열화도 함께 고쳐야 한다. 그래서 픽셀 안에서 해결하는 대신 외부 보상(External Compensation)을 쓴다. 각 픽셀에 센싱 TFT와 센싱 라인을 하나 더 두고, 드라이버 IC 안의 ADC(ROIC)로 특성을 측정해 타이밍 컨트롤러의 메모리에 저장한 뒤, 매 프레임 데이터를 디지털로 보정한다.

그림 9-6. 외부 보상 구조. 픽셀은 단순(3T1C)하게 두고 센싱 라인으로 TFT와 OLED의 상태를 읽어, 보정을 디지털 영역에서 한다. 회로의 부담을 시스템(ROIC·메모리·알고리즘)으로 옮긴 방식이다.

Vth 센싱은 내부 보상과 같은 원리를 쓰되 대상이 다르다. 게이트를 $V_{\text{ref}}$로 고정하고 센싱 라인을 낮은 전압으로 프리차지한 다음 떠 있게 두면, 구동 TFT가 소스 팔로워로 동작해 센싱 라인 용량 $C_{\text{line}}$(수십 pF)을 충전하며 $V_S\to V_{\text{ref}}-V_{th}$로 수렴한다. 수렴 식은 같은 $1/t$ 형태지만 $C_G$ 대신 1000배 큰 $C_{\text{line}}$이 들어가므로 정밀하게 수렴하려면 수십 ms가 걸린다.

SIMULATOR

외부 센싱: 센싱 라인 전압으로 Vth 읽기

센싱 시간 픽셀 ΔVth 이동도 비율 ADC 분해능

실제 Vth—

추정 Vth—

추정 오차—

2160행 전체 센싱—

회색 점선은 공칭 픽셀(Vth=1.0 V, 이동도 1.0), 강조색 곡선은 선택한 픽셀이다. 센싱 시간이 짧으면 이동도가 낮은 픽셀일수록 덜 수렴해 Vth를 크게 잘못 읽는다. 해볼 것: 오차 5 mV 이하가 되는 시간을 찾고, 2160행을 한 줄씩 재는 데 걸리는 시간을 보라. 그래서 Vth 전체 센싱은 TV 전원을 끈 뒤(대기 전력 상태) 수행하고, 사용 중에는 블랭킹 구간에 짧게 이동도만 갱신한다. (산화물 n형, k = 0.7 µA/V², C_line = 30 pF, 기준 2 V)

비교	내부 보상 (7T1C 등)	외부 보상 (3T1C + 센싱)
보상 대상	Vth (이동도는 부분적)	Vth, 이동도, OLED 열화까지
보상 시점	매 프레임, 픽셀 안 아날로그	센싱 주기마다, 시스템 디지털
픽셀 복잡도	TFT 6–8개 + 신호선 다수	TFT 3개 + 센싱 라인
시간 제약	1H 안에 수렴해야 함	센싱은 느려도 됨(블랭킹·전원 OFF)
부가 비용	고PPI 레이아웃 난이도	ROIC, 대용량 메모리, 보상 알고리즘
주 적용	스마트폰·태블릿·노트북 (LTPS/LTPO)	대형 WOLED TV (산화물)

두 방식은 배타적이지 않다. 내부 보상 패널도 공장에서 카메라로 무라를 촬영해 픽셀·블록 단위 보정값을 메모리에 굽는 디무라(Demura)를 거친다(14장). 이는 이동도 산포·잔여 오차처럼 회로가 지우지 못한 고정 패턴을 광학적으로 측정해 고치는, 일종의 1회성 외부 보상이다.

IR 드롭: 전원 배선이 만드는 불균일

7T1C의 전류식 $I=\frac{k}{2}(\text{ELVDD}-V_{\text{data}})^2$에는 ELVDD가 그대로 남아 있다. 그런데 ELVDD는 패널 가장자리의 FPCB 패드에서 공급되어 얇은 금속 메시를 타고 모든 픽셀로 퍼진다. 화면 전체가 흰색이면 수백 mA가 이 메시를 흐르고, 배선 저항 때문에 공급점에서 먼 픽셀일수록 ELVDD가 낮아진다. 이것이 IR 드롭(IR Drop)이다.

그림 9-7. IR 드롭. 각 픽셀이 전류를 빼 가므로 공급점에 가까운 배선일수록 많은 전류가 흐르고, 전압은 먼 쪽으로 갈수록 포물선 모양으로 떨어진다. 드롭량은 화면에 흰색이 얼마나 많은지(APL, 평균 화소 레벨)에 따라 달라진다.

2차원 메시에서는 각 노드에 키르히호프 전류 법칙을 쓰면 된다. 인접 노드 사이 저항을 면저항 $R_s$(정사각형 셀 가정)로 두면

$$\sum_{j\in\text{이웃}}\frac{V_j - V_i}{R_s} = I_i(V_i), \qquad I_i = I_{0,i}\Bigl(1-\frac{\Delta V_i}{V_{ov}}\Bigr)^2$$

$\Delta V_i$는 노드 $i$의 전압 강하, $I_{0,i}$는 드롭이 없을 때의 픽셀(블록) 전류. 드롭이 전류를 줄이고 전류가 다시 드롭을 줄이는 자기 일관 문제라서 반복 해법(가우스–자이델/SOR)으로 푼다. 전류가 $V_{ov}^2$에 비례하므로 $V_{ov}=1.5$ V에서 100 mV 드롭은 약 13%의 휘도 저하다.

SIMULATOR

ELVDD 메시 IR 드롭 히트맵 (SOR 반복 해법)

메시 면저항 R_s 화이트 비율 (APL)

전원 공급

왼쪽 그림

최대 드롭—

최저 휘도 (중앙 흰색 대비)—

ELVDD 총 전류—

반복 횟수—

6.7인치급 세로 패널을 30×66 노드로 근사했다(풀 화이트 0.5 A, $V_{ov,\text{white}}$=1.5 V). 오른쪽 그래프는 세로 중앙선의 드롭 프로파일이다. 해볼 것: ① APL을 100%→20%로 내리면 같은 흰색 창의 밝기가 올라간다(패턴 의존 휘도). ② 하단 1변 공급을 4변으로 바꾸면 최대 드롭이 크게 준다. 실제 패널은 ELVDD를 두꺼운 금속 메시로, ELVSS(캐소드)는 보조 전극으로 보강한다.

IR 드롭은 화면 내용에 따라 변하는 동적 불균일이라 공장 디무라로는 고칠 수 없다. 대신 T-con이 프레임의 APL과 휘도 분포로 각 영역의 드롭을 예측해 데이터를 미리 보정하거나(IR 드롭 보상), 화이트가 많을 때 전체 휘도를 낮추는 ABL(Automatic Brightness Limiting)로 전류 자체를 줄인다. ABL이 HDR 피크 휘도에 미치는 영향은 12장에서 다룬다. 캐소드(ELVSS) 쪽은 빛이 나오는 투명·반투명 전극이라 면저항이 더 높아, 대형 상부 발광 패널에서는 별도의 보조 전극이 필수다.

번인: 차등 열화와 열화 보상

OLED 유기물은 빛을 낸 만큼 서서히 효율이 떨어진다. 엑시톤·폴라론 상호작용으로 생긴 분해 생성물이 소광 중심이 되고, 전하 균형이 무너진다(8장). 한 픽셀만 보면 몇 % 어두워질 뿐이지만, 화면의 특정 부분만 오래 밝게 켜 두면 그 부분만 더 닳아 다른 화면을 띄웠을 때 자국이 보인다. 이를 번인(Burn-in, 차등 열화)이라 한다. 상태바 아이콘, 내비게이션 바, 방송사 로고, 게임 HUD가 단골 원인이다.

$$\frac{L(t)}{L_0}=\exp\!\left[-\left(\frac{t}{\tau}\right)^{\beta}\right],\qquad \tau(J)=\tau_0\left(\frac{J_0}{J}\right)^{n}$$

늘어진 지수 함수(Stretched Exponential). $\beta$는 0.5–0.8, $\tau$는 색마다 다르며 청색이 가장 짧다. 가속 지수 $n\approx1.5$–2: 두 배 밝게 쓰면 수명이 약 1/3로 준다. 수명은 흔히 LT95(초기의 95%가 되는 시간)로 표기한다.

그림 9-8. 번인이 생기는 과정. 같은 픽셀 위치에 고휘도 정적 UI가 오래 켜지면 그 위치의 누적 스트레스가 커지고, 균일한 회색 화면을 띄우면 열화 차이가 그대로 드러난다. 색별 수명이 달라 휘도뿐 아니라 색도 변한다.

열화 보상의 기본 아이디어는 단순하다. T-con이 픽셀(또는 블록)마다 표시한 데이터를 계속 적산해 누적 스트레스를 세고, 미리 측정한 열화 곡선으로 현재 효율을 추정한 뒤, 그만큼 전류를 올려 준다(스트레스 카운팅 보상). TV는 센싱 라인으로 OLED 전압 상승을 직접 측정해 추정치를 교정하기도 한다. 하지만 공짜가 아니다. 전류를 올리면 그 픽셀이 더 빨리 닳고, 구동 TFT·전원에 남겨 둔 여유(Headroom)를 다 쓰면 더 이상 보상할 수 없다.

SIMULATOR

번인 타임머신: 상태바 잔상과 열화 보상

누적 사용 시간 평소 밝기 설정 보상 여유 (헤드룸)

화면

열화 보상 켜기

아이콘 자리 휘도—

본문 영역 휘도—

잔상 색차 Δu′v′—

보상 상태—

교육용 모델: τ_R=9000 h, τ_G=12000 h, τ_B=3500 h(최대 밝기 기준), β=0.7, n=1.7. 오른쪽 그래프는 아이콘 자리(최대 스트레스)의 R/G/B 효율, 점선은 보상 후 표시 휘도. 해볼 것: 보상을 켜면 처음엔 잔상이 사라지지만, 헤드룸을 넘는 순간부터 자국이 다시 나타나고 보상 때문에 열화가 더 빨라진다. Δu′v′가 0.004를 넘으면 대개 색 차이가 눈에 띈다.

번인 대책은 회로·알고리즘·소재 전 계층에 걸쳐 있다. ① 소재: 탠덤(2–3단) 적층으로 같은 휘도를 낮은 전류 밀도로 내기($n$ 지수 덕에 수명이 크게 는다), 청색 수명 개선. ② 화면: 정적 UI를 몇 픽셀씩 주기적으로 옮기는 픽셀 시프트, 로고 영역 휘도 자동 감소. ③ 보상: 스트레스 카운팅과 센싱 기반 열화 보상, 전원 OFF 시 리프레시. ④ 설계: 처음부터 최대 휘도보다 여유 있게 구동해 보상 헤드룸 확보.

디밍: PWM 대 DC

화면 밝기를 낮추는 방법은 두 가지다. DC 디밍은 픽셀 전류 자체를 줄이고, PWM 디밍(Pulse Width Modulation)은 전류는 그대로 두고 EM 신호로 한 프레임 안에서 켜져 있는 시간 비율(듀티)을 줄인다. 평균 휘도는 $\bar L = D\cdot L_{\text{peak}}$로 같지만, 픽셀 회로 관점에서 두 방식의 득실은 정반대다.

그림 9-9. PWM과 DC 디밍의 휘도 파형. PWM은 저휘도에서도 픽셀을 고전류 영역에서 쓰므로 3절의 $2\Delta V_{th}/V_{ov}$ 오차가 작지만 광출력이 깜빡인다. DC는 깜빡임이 없지만 저휘도에서 $V_{ov}$가 작아져 잔여 편차가 크게 보인다.

PWM 깜빡임 자체는 수백 Hz 이상이면 정지 시선에는 보이지 않지만, 눈을 움직일 때 밝은 점이 여러 개로 끊겨 보이는 팬텀 어레이 효과와 민감한 사람의 피로를 일으킬 수 있다. 시간 응답과 플리커의 지각은 11장에서 자세히 다룬다. 실제 스마트폰은 밝은 영역은 DC로, 일정 휘도 아래는 PWM으로 넘기는 하이브리드 방식을 많이 쓰고, 최근에는 PWM 주파수를 1–4 kHz 이상으로 올리는 추세다.

$$M=\frac{L_{\max}-L_{\min}}{L_{\max}+L_{\min}}\times100\%,\qquad \text{IEEE 1789 저위험: } M<0.08\,f\ (f<1250\,\text{Hz}),\ \ f>3\,\text{kHz 면 면제}$$

$M$은 변조 깊이, $f$는 플리커 주파수(Hz). 완전 소등형 PWM은 $M=100\%$이므로 1250 Hz 미만에서는 저위험 기준을 넘는다.

SIMULATOR

PWM / DC / 하이브리드 디밍 비교

화면 밝기

방식

PWM 주파수

픽셀 전류 (최대 대비)—

듀티—

무라 σ (중간 계조)—

플리커 판정—

위: 10 ms 동안의 휘도 파형(스크롤 애니메이션, 초록 점선 = 평균 휘도). 아래: 같은 패널을 그 밝기에서 중간 계조로 띄웠을 때의 무라(평균을 50% 회색으로 정규화). 최대 500 nit, 내부 보상 후 잔여 ΔVth σ=8 mV, 이동도 잔여 2% 가정. 하이브리드는 90 nit 이상은 DC, 그 아래는 PWM. 해볼 것: 밝기 2–5 nit에서 DC와 PWM의 무라 이미지를 비교하라.

LTPO와 저주사율: 누설과 플리커

정지 화면에서 주사율을 1 Hz까지 낮추면 소스 드라이버와 스캔 드라이버의 소비 전력이 크게 준다(14장). 하지만 2T1C 절에서 본 대로 OLED 픽셀은 발광 기간 내내 G 노드 전압을 정확히 유지해야 한다. 프레임이 1초로 길어지면 G 노드에 연결된 스위치 TFT의 미세한 누설 전류가 Cst를 천천히 충·방전시켜 휘도가 서서히 변하고, 다음 리프레시에서 원래대로 돌아가며 1 Hz 깜빡임이 된다.

$$\Delta V_G(t)=\frac{I_{\text{off}}\,t}{C_{st}},\qquad \frac{\Delta L}{L}\approx\frac{2\,\Delta V_G(T_f)}{V_{ov}},\qquad T_f=\frac{1}{f_{\text{refresh}}}$$

LTPS 스위치의 오프 전류는 듀얼 게이트로도 0.1 pA 수준, 산화물 TFT는 넓은 밴드갭(~3 eV) 덕에 1 fA 이하다. Cst = 100 fF, 1 Hz면 LTPS는 1 V, 산화물은 10 mV 미만이 샌다.

그림 9-10. LTPO(Low-Temperature Polycrystalline Oxide) 픽셀. 전류를 만드는 구동 TFT와 빠른 스위치는 고이동도 LTPS로 두고, G 노드(Cst)에 직접 연결되어 누설 경로가 되는 보상(T3)·초기화(T4) 스위치만 산화물 TFT로 바꾼다. 산화물은 n형이므로 이 두 스위치는 극성이 반대인 별도 스캔 신호로 구동한다.

SIMULATOR

저주사율 유지: G 노드 누설과 휘도 리플

주사율 (Hz)

G 노드 스위치

표시 계조 Cst

프레임당 ΔV_G—

프레임당 휘도 변화—

가시 임계 (근사)—

판정—

2초 동안의 휘도. 리프레시마다 G 노드가 다시 쓰여 원래 값으로 돌아간다. 가시 임계는 시간 대비 감도를 단순화한 근사(저주파일수록 작은 변화도 보임)다. 해볼 것: LTPS로 1 Hz를 시도한 뒤 산화물로 바꿔 보라. 저계조일수록($V_{ov}$가 작을수록) 같은 누설이 더 큰 상대 변화가 된다. 실제 LTPO 패널은 저주사율에서도 EM 신호와 애노드 리셋은 높은 주파수로 유지해 발광 파형을 일정하게 만든다.

LTPO가 1–120 Hz 가변 주사율을 가능하게 한 핵심은 결국 "G 노드 누설"이라는 하나의 경로를 차단한 것이다. 한편 산화물 TFT는 빛·바이어스 스트레스에 $V_{th}$가 이동하기 쉬워, 주사율이 바뀔 때 휘도가 튀는 현상(주사율 전환 플리커)을 막기 위해 주사율별 감마 테이블과 전환 시점 제어가 함께 쓰인다. 가변 주사율(VRR)의 시스템 측면은 11장을 보라.

핵심 정리

OLED 휘도는 전류에 비례하고 전류는 전압에 지수적으로 민감하므로, 픽셀은 전압 저장 소자가 아니라 전류원이어야 한다.
2T1C는 스위칭 TFT로 데이터를 쓰고 Cst로 유지하며 구동 TFT가 포화 전류 $\frac{k}{2}(V_{SG}-|V_{th}|)^2$를 흘린다. 쓰기 끝의 킥백과 유지 중 누설이 오차가 된다.
상대 전류 오차는 $2\Delta V_{th}/V_{ov}$이므로 같은 Vth 산포도 $V_{ov}$가 작은 저계조에서 훨씬 큰 무라가 된다.
다이오드 연결로 G 노드에 $V_{\text{data}}-|V_{th}|$를 샘플링하면 발광 전류가 $\frac{k}{2}(\text{ELVDD}-V_{\text{data}})^2$가 되어 Vth가 사라진다(7T1C: EM OFF → 초기화 → 보상·쓰기 → 발광).
다이오드 충전은 $x(t)\approx 2C_G/(kt)$로 느리게 수렴하므로 1H가 짧은 고해상도·고주사율에서는 이동도에 의존하는 잔여 오차가 남는다.
외부 보상은 센싱 라인과 ROIC로 Vth·이동도·OLED 열화를 측정해 데이터를 디지털로 보정한다. 센싱이 느려 전원 OFF·블랭킹 구간을 활용하며 대형 산화물 TV의 표준이다.
ELVDD 배선 저항에 의한 IR 드롭은 공급점에서 먼 곳과 APL이 높은 화면에서 휘도를 떨어뜨리는 내용 의존 불균일이며, 메시 보강·다변 급전·ABL·드롭 보상으로 대응한다.
번인은 $L=L_0e^{-(t/\tau)^\beta}$, $\tau\propto J^{-n}$인 차등 열화로, 청색 수명이 짧아 색도 변한다. 스트레스 카운팅 보상은 헤드룸 안에서만 유효하고 보상 자체가 열화를 가속한다.
PWM 디밍은 균일도에 유리하지만 플리커를, DC 디밍은 플리커가 없지만 저휘도 무라를 남긴다. 실제 제품은 하이브리드와 고주파 PWM을 쓴다.
LTPO는 G 노드에 닿는 스위치를 저누설 산화물 TFT로 바꿔 1 Hz 저주사율에서도 $\Delta V_G=I_{\text{off}}T_f/C_{st}$를 mV 수준으로 묶는다.

확인 퀴즈

1. 구동 TFT의 $V_{th}$ 편차가 50 mV일 때, 상대 전류 오차가 가장 큰 경우는?

$\Delta I/I\approx2\Delta V_{th}/V_{ov}$이므로 $V_{ov}$가 작을수록 커진다. 0.15 V에서는 약 67%, 1.5 V에서는 약 7%다. 그래서 무라는 어두운 회색 화면에서 가장 잘 보인다.

2. 7T1C 픽셀의 발광 전류 $I=\frac{k}{2}(\text{ELVDD}-V_{\text{data}})^2$에서 보상되지 않고 남는 변동 요인 두 가지는?

다이오드 연결 샘플링으로 $V_{th}$는 식에서 사라지지만, $k=\mu C_{ox}W/L$와 ELVDD는 그대로 남는다. 이동도 편차는 외부 보상이나 디무라로, ELVDD 강하는 배선 설계와 IR 드롭 보상으로 다룬다.

3. 7T1C에서 게이트 초기화(T4) 단계가 다이오드 연결 보상 전에 꼭 필요한 이유는?

PMOS 다이오드 연결은 G 노드가 $V_{\text{data}}-|V_{th}|$보다 낮은 곳에서 출발해야 전류가 흐르며 위로 수렴한다. 이전 프레임 전압이 더 높게 남아 있으면 TFT가 꺼져 있어 샘플링이 안 된다. 매번 같은 $V_{\text{init}}$에서 시작하므로 이력도 사라진다.

4. 해상도는 그대로 두고 주사율을 60 Hz에서 120 Hz로 올렸다. 다이오드 연결 보상의 잔여 과구동 $x$는 대략 어떻게 되는가? ($x\approx 2C_G/(kt)$ 영역)

1H가 절반으로 줄어 보상 시간 $t$가 절반이 되므로 $x\propto1/t$는 약 두 배다. 이 값은 $k$에 반비례하므로 이동도 산포에 의한 무라도 커진다.

5. 대형 OLED TV가 내부 보상 대신 외부 보상을 주로 쓰는 이유로 가장 거리가 먼 것은?

외부 센싱은 수십 pF의 센싱 라인을 충전해야 해서 오히려 느리다. 전체 Vth 센싱은 전원 OFF 후 수십 초에 걸쳐, 실시간 센싱은 블랭킹 구간에 몇 줄씩 나눠서 한다.

6. 하단 1변에서만 ELVDD를 공급하는 패널에 흰색 창을 띄웠다. 창 크기(APL)를 키우면 창 안 휘도는?

드롭은 메시를 흐르는 총 전류에 비례한다. 흰 면적이 늘면 전류가 늘고 공급점에서 먼 위쪽의 ELVDD가 더 떨어진다. 화면 내용에 따라 같은 계조의 밝기가 달라지는 패턴 의존성이다.

7. 스트레스 카운팅 열화 보상에 대한 설명으로 옳은 것은?

$\tau\propto J^{-n}$이므로 전류를 올리면 수명이 더 짧아진다. 구동 TFT와 전원에 남긴 여유(헤드룸)를 넘으면 더 이상 같은 휘도를 낼 수 없다. 수명이 가장 짧은 것은 보통 청색이다.

8. LTPS만 쓴 7T1C 픽셀을 1 Hz로 구동하기 어려운 직접적인 이유는?

$\Delta V_G=I_{\text{off}}T_f/C_{st}$. 0.1 pA, 1 s, 100 fF면 1 V가 변한다. LTPO는 T3·T4를 오프 전류가 1000배 이상 작은 산화물 TFT로 바꿔 이 문제를 해결한다.